Pour le fun, tout simplement 😉

DĂ©codeur Canal+ 1984

Présentation

AprĂšs de longues recherches sur la toile, je me suis aperçu qu’il Ă©tait plutĂŽt ardu de trouver des informations sur l’article paru dans la revue Radio-Plans N° 445 du mois de dĂ©cembre 1984.

En effet ce dernier n’était pas paru car saisi par la justice sur demande de Canal +; ce numĂ©ro 445 contenait un article complet sur un modĂšle fait main de dĂ©codeur pour visualiser et Ă©couter en clair la nouvelle chaĂźne cryptĂ©e!

Ayant eu cet article en possession Ă  l’Ă©poque, nous avions mis en Ɠuvre un dĂ©codeur avec un ami. MĂȘme si le fonctionnement n’était pas « parfait », il fonctionnait toutefois pas mal avec juste un petit souci d’accrochage sur les scĂšnes de film les plus sombres (On verra plus loin pourquoi).

Le premier décodeur canal +

J’ai donc dĂ©cidĂ© de rĂ©cupĂ©rer les documents et d’écrire un article, avec des illustrations propres, sur le sujet. Bien entendu, ce dĂ©codeur n’a plus aucune utilitĂ©, le systĂšme de cryptage ayant totalement changĂ© de principe depuis bien longtemps.

Ce qui est plaisant pour les nostalgiques, c’est que ce dĂ©codeur est entiĂšrement rĂ©alisĂ© Ă  l’aide de composants discrets sans micro-contrĂŽleur et donc sans aucune programmation.

Les solutions retenues

L’audio

Le brouillage du son est rĂ©alisĂ© par un retournement du spectre de base autour d’une frĂ©quence de modulation dĂ©terminĂ©e. Cette frĂ©quence de modulation doit ĂȘtre facilement synthĂ©tisable dans le dĂ©codeur, elle peut ĂȘtre choisie dans un rapport simple avec une frĂ©quence caractĂ©ristique du signal vidĂ©o (FrĂ©quence ligne ou frĂ©quence trame).

Dans le principe retenu la frĂ©quence de modulation vaut 12,8 kHz, soit 256 x Fτ (Fτ : FrĂ©quence trame Ă  50 Hz). La bande passante audio est contenue dans une fourchette de ± 1 dB. A l’Ă©mission la porteuse Ă  12,8 kHz est supprimĂ©e et seules les deux bandes latĂ©rales, aprĂšs prĂ©-accentuation Ă  75 ”s sont transmises.

La vidéo

La solution de cryptage choisie, pour de multiples raisons dont le coĂ»t de rĂ©alisation, est : “Le retard double”.

La partie vision du signal est affectĂ©e ou non d’un ou de deux retards par rapport au signal de synchronisation ligne. Ceci revient Ă  dire que la ligne utile peut dĂ©buter Ă  t∘, t∘ +ÆŹ ou t∘ +2 ÆŹ  avec  ÆŹ = 888 ns. La valeur exacte de t∘ n’a que peu d’importance.

Les principes de décryptage

La partie audio

La figure 1 reprĂ©sente l’allure du spectre audio. Pour le signal dĂ©cryptĂ© ou non cryptĂ© : Partie A du schĂ©ma. Pour le signal audio cryptĂ© : Bandes latĂ©rales B1 & B2. En fait il y a superposition de A & B1, mais les spectres ont Ă©tĂ© compressĂ©s sur le croquis pour une meilleur lisibilitĂ© du schĂ©ma.

A la rĂ©ception on rĂ©cupĂšre sur la prise Peritel, aprĂšs changement de frĂ©quence dans le tuner VHF ou UHF et dĂ©modulation aprĂšs les amplificateurs FI, les deux bandes latĂ©rales B1 & B2.

Notons au passage que la bande audio d’un magnĂ©toscope est insuffisante pour restituer les deux bandes latĂ©rales B1 & B2. Il est donc impossible d’enregistrer le son de Canal + cryptĂ© et le dĂ©crypter ensuite. Ceci est vrai pour le son mais pas pour l’image.

Figure 1 – Spectre du signal audio

Le synoptique est reprĂ©sentĂ© Ă  la figure 2. On part d’un oscillateur Ă  quartz Ă  3276,8 kHz, le signal Ă  12,8 kHz est obtenu par division par 256 de la frĂ©quence de l’oscillateur. La frĂ©quence du quartz est suffisamment stable pour qu’il n’y ait qu’une diffĂ©rence de frĂ©quence extrĂȘmement faible entre la frĂ©quence effectivement obtenue et la frĂ©quence dĂ©sirĂ©e. Par contre il n’y aura aucune relation de phase entre la porteuse Ă  l’Ă©mission et la porteuse rĂ©gĂ©nĂ©rĂ©e Ă  la rĂ©ception. L’oreille, dans le cas d’Ă©missions monophoniques, Ă©tant peu sensible Ă  la phase cette caractĂ©ristique de phase n’aura aucune importance.

Figure 2 – Synoptique du dĂ©cryptage audio

Le schĂ©ma de principe est celui de la figure 3. Le quartz Ă  3276,8 kHz en rĂ©action sur une porte de type 4584 (6 triggers de Schmitt), constitue l’oscillateur. Le signal est appliquĂ© au circuit 4020 (Compteur binaire Ă  14 Ă©tages), dont la sortie division par 256 est la seule employĂ©e ici. A la broche 13 le signal est carrĂ© et d’amplitude crĂȘte-Ă -crĂȘte Ă©gale Ă  12V. Le filtrage Ă©limine une grande partie des composantes indĂ©sirables et on rĂ©cupĂšre sur l’Ă©metteur de T1 une tension quasi-sinusoĂŻdale. La sous-porteuse rĂ©gĂ©nĂ©rĂ©e ainsi que le signal audio cryptĂ© sont appliquĂ© au modulateur/dĂ©modulateur Ă©quilibrĂ© de type 1496, ce circuit rĂ©pondant parfaitement au rĂ©sultat recherchĂ©.

le signal audio démodulé est disponible sur les broches 12 & 6 du 1496. En mode asymétrique, une seule porte est utilisée. Un filtre passif élimine les composantes indésirables.

Les rĂ©sidus de sous-porteuse en sortie pourront ĂȘtre annulĂ©es en agissant sur le potentiomĂštre R18.

La reprĂ©sentation de l’embase PĂ©ritel montre la maniĂšre de raccorder le dĂ©crypteur au tĂ©lĂ©viseur. Pour que le signal traverse le 1496, le niveau de tension sur la broche 8 de la PĂ©ritel (Commutation lente) doit ĂȘtre Ă  un potentiel compris entre 10 & 12V.

Figure 3 – SchĂ©ma de principe du dĂ©cryptage audio

La partie vidéo

Si l’on rĂ©fĂ©rence le dĂ©but de la ligne au front descendant du top de synchro ligne, le signal vidĂ©o peut dĂ©buter aux trois instants suivants : t∘, t∘ +ÆŹ ou t∘ +2 ÆŹ avec  ÆŹ = 888 ns. La figure 4 montre d’une maniĂšre sommaire mais explicite, l’aspect de l’image cryptĂ©e.

Le cryptage concerne les lignes 24 Ă  309 incluses et 336 Ă  621 incluses, donc 572 lignes au total. Si le cryptage Ă©tait cyclique sur une trame, le code correspondant serait trop simple Ă  obtenir : une exploration ligne par ligne de la trame aurait donnĂ© une suite de 572 chiffres compris en 0 & 2. Une simple mĂ©moire 572 x 2 bits aurait alors suffit pour rĂ©tablir l’ordre. Imaginons que comme dans le cas de la figure 4 que la ligne 4 soit affectĂ©e d’un retard, on ajoute un retard supplĂ©mentaire. Pour la ligne n + 1, deux retards : 0 ajoutĂ©; n + 2, 1 retard : 1 ajoutĂ©; n + 3, 0 retard : 2 ajoutĂ©s et ainsi de suite…

De cette maniĂšre toutes les lignes commencent au mĂȘme endroit avec 2 retards. En principe cette restitution signifie qu’il existe entre le bord gauche de l’Ă©cran et le bord gauche de l’image un Ă©cart d’environ 2 cm non utilisable. En fait il y a un lĂ©ger sur-balayage (Temps de balayage du spot de gauche Ă  droite de l’Ă©cran) plus court que la durĂ©e du signal vidĂ©o utile : 52 ”s. De fait le dĂ©faut n’apparaĂźt pas sur un tĂ©lĂ©viseur classique.

C’eĂ»t Ă©tĂ© trop facile si une simple observation avait dĂ©bouchĂ© sur la connaissance de la sĂ©quence. Cette frĂ©quence aurait pu ĂȘtre mise en mĂ©moire 572 x 2 bits et l’opĂ©ration rĂ©pĂ©tĂ©e chaque mois.

Pour compliquer les choses la sĂ©quence ne concerne pas seulement deux trames complĂštes, mais trois images consĂ©cutives, soit 6 trames au total. La sĂ©quence Ă  trouver ne comporte donc plus 572 chiffres mais 1716 compris entre 0 & 2. La scrutation ligne par ligne est exclue Ă  moins de concevoir un procĂ©dĂ© automatique…

Figure 4 Aspect de l’image cryptĂ©e & dĂ©cryptĂ©e

Sans connaissance des polynĂŽmes gĂ©nĂ©rateurs de fonctions pseudo-alĂ©atoires, il n’existe qu’une solution purement analogique fonctionnant quelque soit la clĂ© de chiffrement.

Le synoptique de la figure 5 reprĂ©sente une solution qui ne donne pas satisfaction Ă  100% mais qui permet au moins de visualiser une Ă©mission. Le principe en est simple : dĂ©tecter le dĂ©but de l’image, dĂ©terminer le retard 0, 1 ou 2 et le compresser en traversant respectivement deux, une ou zĂ©ro lignes Ă  retard de 888 ns. Seule la partie vidĂ©o utile de 52 ”s sera ou non dĂ©calĂ©e temporellement.

Dans tous les cas les signaux de synchronisation et les salves d’authentification traversent le dĂ©crypteur sans ĂȘtre retardĂ©es. En effet il est important de ne perturber ni la synchronisation, ni le fonctionnement des circuits d’identification ligne du tĂ©lĂ©viseur. Donc apparemment rien de bien compliquĂ© ni d’extraordinaire mais une analyse plus poussĂ©e rĂ©vĂšle quelques difficultĂ©s :

  • Quelles lignes Ă  retard employer ? 888 ns ne correspond Ă  aucune valeur normalisĂ©e et est difficile Ă  obtenir par association d’une ou plusieurs lignes Ă  constantes rĂ©parties. Le meilleur compromit est obtenu avec une ligne Ă  retard de 470 ns et une autre de 390 ns, ce qui fait 860 ns et gĂ©nĂšre donc une erreur de 28 ns… Sur un tube de 14 ” la vitesse de balayage horizontale du spot vaut 8 mm / ”s. L’erreur de 28 ns se traduit donc par un dĂ©calage de 2/10Ăšme de millimĂštre, valeur raisonnable mais lĂ©gĂšrement gĂȘnante.
  • Autre phĂ©nomĂšne beaucoup plus dĂ©sagrĂ©able, ces lignes sont couramment employĂ©es dans les circuits de luminance des tĂ©lĂ©viseurs couleurs. Or, dans ce cas, elles ne doivent affecter ni le signal de luminance ni le signal de chrominance. Leur emploi nĂ©cessite donc une amplification et une prĂ©-accentuation compensant respectivement perte d’insertion et manque de bande passante. Heureusement les rotations de phase entre 4 & 5 MHz ne semblent pas gĂȘnantes, en tous cas pas suffisamment pour altĂ©rer les signaux de chrominance.
  •  
Figure 5 – Synoptique du dĂ©cryptage vidĂ©o
 

A cette premiĂšre solution, on prĂ©fĂšre des lignes CCD (Lignes dites a transfert de charge) symbolisĂ©es au synoptique de la figure 5 par R1 & R2. Il s’agit de circuits TDA 4560. Dans ce cas, la bande passante est juste suffisante et le retard peut mĂȘme ĂȘtre ajustĂ© Ă  888 ns, mais 880 ns donnent de bons rĂ©sultats et correspond Ă  une erreur de 6/100Ăšme de millimĂštre.

Les deux lignes sont en cascade, un amplificateur et un circuit de clamp intercalĂ©s entre elles. Pour rĂ©cupĂ©rer les signaux vidĂ©o retardĂ©s ou non, on doit employer deux autres amplificateurs et circuits de clamp; le premier placĂ© directement Ă  l’entrĂ©e vidĂ©o cryptĂ©e et le second aprĂšs la deuxiĂšme ligne Ă  retard. Cette configuration peut ĂȘtre adoptĂ©e, mĂȘme si l’on emploie des lignes Ă  constantes rĂ©parties associĂ©es Ă  leurs circuits de prĂ©-accentuation.

Les signaux prĂ©sents Ă  la sortie de chaque amplificateur correspondent au signal vidĂ©o : retardĂ© de 2 ÆŹ, retardĂ© de ÆŹ, non retardĂ©. Ils sont envoyĂ©s au commutateur 3 entrĂ©es / 1 sortie et attaque le tĂ©lĂ©viseur via une interface de sortie (Amplificateur et adaptateur Ă©ventuels). Il ne reste plus qu’Ă  actionner le commutateur en appliquant le principe suivant :

  • Ne pas retarder le top de synchronisation ligne et la salve d’identification.
  • Retarder le signal de ligne utile de 2 ÆŹ, si celui-ci n’est pas retardĂ© Ă  l’Ă©mission.
  • Retarder le signal utile de ÆŹ, si celui-ci est retardĂ© de ÆŹ Ă  l’Ă©mission.
  • Ne pas retarder le signal de ligne utile, si celui-ci est retardĂ© de 2 ÆŹ Ă  l’Ă©mission.

Ce travail est confiĂ© au systĂšme de dĂ©tection d’image associĂ© aux blocs de gĂ©nĂ©ration des fenĂȘtres et de tri des tops de synchronisation reprĂ©sentĂ©s Ă  la figure 5.

A la lecture des diagrammes des temps de la figure 6, le fonctionnement apparaĂźt Ă©vident. Le bloc de tri des tops de synchronisation dĂ©livre trois informations :

  • Un signal Ă  la frĂ©quence trame non employĂ© dans la circuiterie, mais utile pour synchroniser un oscilloscope Ă  la mise au point.
  • Un signal Ă  la frĂ©quence ligne dit Li de 6,6 ”s de largeur.
  • Un signal Ă  la frĂ©quence ligne dit SC (Sandcastle) 4 ”s de largeur.
Figure 6 – Diagramme des temps

La sĂ©quence de fonctionnement se dĂ©roule de la maniĂšre suivante : Ă  la fin d’une ligne le signal Li repositionne les deux lignes de commande du commutateur au niveau bas et le signal vidĂ©o traverse le dĂ©crypteur sans ĂȘtre retardĂ©. Le signal de dĂ©but d’image SI fait son apparition dans une des pĂ©riodes suivantes : R, R1 ou R2. Si le signal de dĂ©but d’image arrive pendant R0 ou R1, la logique actionne la ligne de commande correspondante au commutateur. En cas d’arrivĂ©e pendant R2 aucune modification, donc aucun retard. L’impulsion SC est en outre employĂ©e pour rĂ©aligner (Clamper) le signal vidĂ©o, signal non retardĂ© ou signal retardĂ© de 1 Ă  2 ÆŹ; elle assure aussi le bon fonctionnement du circuit de dĂ©tection de dĂ©but d’image.

Le schéma de principe est séparé en deux parties :

  • La premiĂšre, reprĂ©sentĂ©e par la figure 7, traite de la commutation, des retards, des circuits de rĂ©alignement et du positionnement des fenĂȘtres dĂ©limitant R0 et R1.
  • La seconde, reprĂ©sentĂ©e Ă  la figure 8, ne concerne que la dĂ©tection du signal de dĂ©but d’image SI.

Tri, retard, réalignement & commutation

Le schĂ©ma correspondant Ă  ces divers sous-ensembles est reprĂ©sentĂ© Ă  la figure 7. Le signal vidĂ©o cryptĂ© issu de la prise PĂ©ritel du tĂ©lĂ©viseur attaque simultanĂ©ment un circuit de retard IC12 et un circuit amplificateur et rĂ©alignement IC14. Le signal rĂ©alignĂ© attaque lui les circuits de tri des tops de synchronisation IC11 et le circuit de dĂ©tection de dĂ©but d’image.  

Le circuit de tri des tops de synchronisation

C’est un classique TDA 2593 (Synchronisation et dĂ©flexion horizontale pour tĂ©lĂ©viseur couleurs) qui a fait ses preuves et fonctionne sans problĂšme. On peut simplement lui reprocher de nĂ©cessiter de nombreux composants pĂ©riphĂ©riques. Le signal issu de IC14 Ă©tant clampĂ©, l’attaque du transistor T8 peut ĂȘtre effectuĂ©e en continu, ceci constitue la seule originalitĂ©. On rĂ©cupĂšre le signal vidĂ©o-composite inversĂ© sur le collecteur de T8; signal sensiblement Ă©gal Ă  3 V crĂȘte-Ă -crĂȘte.

La borne 4 est connectĂ©e au pĂŽle positif de l’alimentation, on sĂ©lectionne ainsi une largeur d’impulsion horizontale de 7 ”s (MesurĂ©e : 6,6 ”s). L’impulsion de retour ligne n’Ă©tant pas utilisĂ©e et l’entrĂ©e correspondante (Impulsion ligne) devant ĂȘtre en phase avec le front descendant du top de synchro contenu dans le signal vidĂ©o, on connecte la borne 5 au 0 V. Les autres composants annexes sont cĂąblĂ©s traditionnellement. On rĂ©cupĂšre l’impulsion LI sur la borne 3 et sur la borne 7 et l’impulsion Sandcastle dite SC durant 4 ”s et commençant avec le front montant du top de synchro contenu dans le signal vidĂ©ocomposite. Ce mĂȘme signal SC est utilisĂ© pour les circuits de rĂ©alignement. Les signaux sont clampĂ©s au niveau de suppression. En toute rigueur, on devrait clamper le signal non retardĂ© par SC, le signal retardĂ© de ÆŹ par SC retardĂ© de ÆŹ, et le signal retardĂ© de 2 ÆŹ par SC de 2 ÆŹ. La complexitĂ© du schĂ©ma serait trop accrue et l’expĂ©rience Ă  montre que cette prĂ©caution est superflue.

Les circuits de rĂ©alignement (clamp)

Trois circuits identique IC14, IC15 et IC16 sont affectĂ©s Ă  la mise Ă  niveau des signaux non retardĂ©s, retardĂ©s de ÆŹ ou de 2 ÆŹ. Il s’agit de classiques TBA 970 (Amplificateur vidĂ©o).

Les potentiomĂštres connectĂ©s entre les broches 7 et 0 V agissent sur le gain donc sur le contraste et les potentiomĂštres connectĂ©s entre les broches 12 et le 0 V sur le dĂ©calage de la tension continue correspondant au niveau de suppression, soit un rĂ©glage de luminositĂ©. Pendant la durĂ©e de l’impulsion SC, impulsion de clamp dans ce cas, le niveau de suppression du signal d’entrĂ©e est mesurĂ© et stockĂ© dans le condensateur connectĂ© entre la broche 13 et le 0 V.

Le signal de sortie rĂ©sulte de la soustraction du niveau stockĂ© au signal d’entrĂ©e, le tout pouvant ĂȘtre dĂ©calĂ© par le potentiomĂštre connectĂ© entre la borne 12 et le 0V.

Le commutateur et son interface de sortie

Les trois signaux vidéo sont aiguillés vers le commutateur IC17 de type 4053 (Multiplexeur / démultiplexeur analogique).

Le signal non retardĂ© est injectĂ© Ă  la broche 1, le signal retardĂ© de ÆŹ Ă  la broche 3 et le signal retardĂ© de 2 ÆŹ Ă  la broche 2. Un seul interrupteur est en service pendant chaque durĂ©e de ligne utile.

Ces trois interrupteurs sont commandĂ©s par les niveaux appliquĂ©s aux broches 9 & 10. On a respectivement :

  • 00 : Choix du signal non retardĂ©.
  • 10 : Choix du signal retardĂ© de 2 ÆŹ.
  • 01 : Choix du signal retardĂ© de ÆŹ.

Le signal de sortie, un des trois signaux prĂ©cĂ©dents, est disponible Ă  la broche 4 de IC17. La rĂ©sistance interne du commutateur est telle qu’il est impossible de charger cette sortie par 75 Ω, une interface s’impose. Bien qu’un Ă©tage Ă  transistor puisse suffire on a prĂ©fĂ©rĂ© un montage Ă  amplificateur opĂ©rationnel : gain et dĂ©calage de la tension de sortie peuvent Ă©ventuellement ĂȘtre facilement ajustĂ©s. Cet interface peut aisĂ©ment dĂ©biter sur une charge de 75 Î©, voir deux (TĂ©lĂ©viseur et magnĂ©toscope en parallĂšle).

Les circuits de retards

Comme annoncĂ© prĂ©cĂ©demment il s’agit de deux circuits Ă  couplage de charge CCD. Le retard fixĂ© de maniĂšre interne est fonction de la polarisation appliquĂ©e Ă  la broche 15 : 880 ns pour une tension comprise entre 9,5 V & 12 V. Le retard peut ĂȘtre facilement ajustĂ© Ă  888 ns en remplaçant la rĂ©sistance fixe de 1 kΩ, connectĂ©e entre la broche 14 et le 0 V, par un modĂšle ajustable.

Le positionnement des fenĂȘtres

Le positionnement des fenĂȘtres R0 et R1 est assurĂ© par un des monostables de IC20 et la largeur de chaque fenĂȘtre par le second monostable de IC20 et un des monostable de IC21. La largeur de chaque fenĂȘtre doit ĂȘtre proche de 880 ns sans jamais dĂ©passer cette valeur : 800 ns est un bon choix.

Chaque crĂ©neau dĂ©limitant les fenĂȘtres R0 et R1 est associĂ© au signal de dĂ©but d’image SI pour actionner la double bascule D, IC19. L’une l’autre ou chacune des sorties des deux bascules passe au niveau 1 au dĂ©but de l’image et le reste jusqu’Ă  l’impulsion de remise Ă  zĂ©ro Li. Ces deux bascules valident le retard pendant toute la durĂ©e de la figure 6.

Toute cette circuiterie ne pose aucun problĂšme et le bon fonctionnement est assurĂ© Ă  la seule condition qu’elle reçoive le signal de dĂ©but d’image SI au moment adĂ©quat.

Figure 6 – SchĂ©ma de commutation

La dĂ©tection du dĂ©but d’image 

Cette dĂ©tection fait l’objet du schĂ©ma de la figure 8. Les circuits assurant la dĂ©tection reçoivent le signal vidĂ©o cryptĂ© et clampĂ© et le signal SC. Le signal vidĂ©o est prĂ©alablement dĂ©barrassĂ© de ces composantes de chrominance grĂące aux Ă©tages T3 & T4 qui constituent un filtre passe-bas d’ordre 4. Il est ensuite amplifiĂ© par IC4 avec un gain de l’ordre de 5. Cet amplificateur limite aussi la bande passante et malheureusement augmente donc le temps de remontĂ©e des signaux.

On compte en effet dĂ©tecter le dĂ©but d’image en dĂ©tectant le passage du niveau de suppression au niveau du noir. La diffĂ©rence de niveau Ă©tant fixĂ©e Ă  3% de l’amplitude crĂȘte-Ă -crĂȘte du signal vidĂ©ocomposite, soit aprĂšs amplification par 5 dĂ©tecter 150 mV, ce qui de devrait poser aucun problĂšme majeur. Mais en fait TDF ne respecte pas la norme en ce qui concerne ces niveaux qui sont bien infĂ©rieurs Ă  ce que l’on peut attendre…

Pour se placer dans les meilleurs conditions possibles on Ă©chantillonne le niveau du signal vidĂ©ocomposite pendant le temps ou le niveau de suppression est Ă©tabli. Cet Ă©chantillonnage est assurĂ© par le quadruple inverseur 4016 qui charge le condensateur C28 pendant les 4 ”s de durĂ©e de SC. On compare finalement le signal vidĂ©ocomposite amplifiĂ© et filtrĂ© avec ce niveau continu reprĂ©sentatif du niveau de suppression. R46 permet de se placer juste au dessus du seuil du comparateur IC5.

L’excursion de l’impulsion de sortie du comparateur vaut 6 V et est comprise entre +6 V et +12 V. L’Ă©tage bĂąti autour de T5 transforme cette impulsion en +12 V – 0 V. L’impulsion de dĂ©but d’image est calibrĂ©e par un des monostables de IC9. En sortie la largeur de cette impulsion n’a pas d’importance puisque seul le front montant a une action sur la double bascule D.

L’impulsion de dĂ©but d’image SI n’est validĂ© que si elle a lieu au dĂ©but de la ligne pendant un laps de temps dĂ©fini par la fin de l’impulsion SC et la constante du deuxiĂšme monostable de IC9. Ce mĂ©canisme Ă©vite un re-dĂ©clenchement, donc un changement du retard au milieu d’une ligne dĂ©jĂ  traitĂ©e.

Figure 8 – SchĂ©ma vidĂ©o : dĂ©tection du dĂ©but d’image

La prise PĂ©ritel

La prise “PĂ©ritĂ©lĂ©vison” dite “Peritel” par abus de langage (C’est une marque), est le connecteur d’interface entre le dĂ©crypteur et le tĂ©lĂ©viseur. On trouvera le schĂ©ma de raccordement Ă  la figure 9.

Figure 9 – Le cĂąblage de la prise PĂ©ritĂ©lĂ©vison.

Les réglages

Le son

Le seul rĂ©glage en fonctionnement consiste Ă  ajuster R19 pour Ă©liminer le signal Ă  12,8 kHz , susceptible de traverser les diffĂ©rents filtres. Ce rĂ©glage sera fait Ă  l’oscilloscope ou tout simplement Ă  l’oreille â˜ș.

L’image

Appliquer sur l’entrĂ©e un signal vidĂ©o cryptĂ© ou non.

RĂ©gler R57 pour avoir le niveau de suppression Ă  environ 1,4 V.

Régler R55 pour avoir une amplification du signal vidéo de 1 Vpp au minimum.

RĂ©gler R77 pour obtenir le verrouillage du PLL du TDA 2593. Pour cette opĂ©ration visualiser les tops de synchro trame, et grĂące Ă  R77 amener la pĂ©riode du signal de synchro trame au voisinage de 20 ms.

DĂ©s que l’on approche suffisamment prĂ©s il y a capture et ensuite verrouillage. Envoyer le signal de synchro trame vers l’entrĂ©e synchro extĂ©rieure de l’oscilloscope, base de temps A. Envoyer le signal LI vers l’entrĂ©e synchro extĂ©rieure, base de temps B. Se positionner en mode B retardĂ© par A.

  • A : 2 ms / div.
  • B : 20 ”s / div Ă  1 ”s / div (Suivant le signal Ă  observer).  

RĂ©gler R61 pour placer le niveau de suppression du signal retardĂ© de ÆŹ Ă  environ 1,4 V. Broches 1 & 15 de IC15.

RĂ©gler R59 pour pour placer le niveau de suppression du signal retardĂ© de 2 ÆŹ Ă  environ 1,4 V. Broches 1 & 15 de IC16.

RĂ©gler R63 pour ajuster l’amplitude du signal vidĂ©ocomposite Ă  1 Vcc. Broches 1 & 15 de IC15.

Placer R46 au minimum de résistance.

Agir sur R84 pour obtenir une image nette.

Augmenter trĂšs peu la valeur de R46 pour amĂ©liorer la dĂ©tection.

Les nomenclatures

 

Audio

RĂ©sistances Condensateurs Composants actifs Autres…
R1 : 4,7MΩ – 1/4W C1 : 15pF IC1 : CD 4584 Q1 : Quartz 3276,8KHz
R2 : 1KΩ – 1/4W C2 : 15pF IC2 : CD 4020  
R3 : 1KΩ – 1/4W C3 : 3,3nF IC3 : MC 1496 Autre : Fiche PĂ©ritel
R4 : 15KΩ – 1/4W C4 : 1nF    
R5 : 18KΩ – 1/4W C5 : 3,3nF T1 : 2N 2222 R18 : 47KΩ ajustable
R6 : 12KΩ – 1/4W C6 : 220pF T2 : 2N 2222  
R7 : 12KΩ – 1/4W C7 : 0,1”F    
R8 : 1KΩ – 1/4W C8 : 3,3”F    
R9 : 10KΩ – 1/4W C9 : 3,3”F    
R10 : 1,2KΩ – 1/4W C10 : 3,3nF    
R11 : 100Ω – 1/4W C11 : 3,3nF    
R12 : 10KΩ – 1/4W C12 : 3,3nF    
R13 : 3,3KΩ – 1/4W C13 : 1nF    
R14 : 1KΩ – 1/4W C14 : 0,1”F    
R15 : 1KΩ – 1/4W C15 : 10”F/16V    
R16 : 1KΩ – 1/4W      
R17 : 820Ω – 1/4W      
R19 : 3,3KΩ – 1/4W      
R20 : 1KΩ – 1/4W      
R21 : 12KΩ – 1/4W      
R22 : 12KΩ – 1/4W      
R23 : 12KΩ – 1/4W      
       

Commutation vidéo

RĂ©sistances Condensateurs Composants actifs Autres…
R50 : 15KΩ – 1/4W C30 : 0,33”F – MKH IC11 : TDA 2593 R56 : 4,7KΩ ajustable
R51 : 15KΩ – 1/4W C31 : 0,33”F – MKH IC12 : TDA 4560 R57 : 22KΩ ajustable
R52 : 1KΩ – 1/4W C32 : 1”F/16V IC13 : TDA 4560 R59 : 4,7KΩ ajustable
R53 : 1KΩ – 1/4W C33 : 1”F/16V IC14 : TBA 970 R61 : 22KΩ ajustable
R54 : 6,8KΩ – 1/4W C34 : 1”F/16V IC15 : TBA 970 R63 : 4,7KΩ ajustable
R55 : 27KΩ – 1/4W C35 : 1”F/16V IC16 : TBA 970 R65 : 22KΩ ajustable
R58 : 6,8KΩ – 1/4W C36 : 1”F/16V IC17 : HEF 4053 R77 : 47KΩ ajustable
R60 : 27KΩ – 1/4W C37 : 1”F/16V IC18 : CD4020 R84 : 22KΩ ajustable
R62 : 6,8KΩ – 1/4W C38 : 0,47”F IC19 : CD 4013  
R64 : 27KΩ – 1/4W C39 : 0,47”F – MKH IC20 : CD 4528  
R66 : 75Ω – 1/4W C40 : 0,47”F IC21 : CD 4528  
R67 : 27KΩ – 1/4W C41 : 10”F/10V    
R68 : 470Ω – 1/4W C42 : 10”F/10V T6 : 2N 3906  
R69 : 100Ω – 1/4W C43 : 10”F/10V T7 : 2N 3904  
R70 : 1,5KΩ – 1/4W C44 : 470pF T8 : 2N 3904  
R71 : 33KΩ – 1/4W C45 : 100pF    
R72 : 10KΩ – 1/4W C46 : 0,47”F – MKH D1 : 1N 4148  
R73 : 3,3KΩ – 1/4W C47 : 0,47”F – MKH D2 : 1N 4148  
R74 : 2,2MΩ – 1/4W C48 : 10nF – MKH    
R75 : 2,2MΩ – 1/4W C49 : 47”F/16V    
R76 : 22Ω – 1/4W C50 : 10nF – MKH    
R78 : 120KΩ – 1/4W C51 : 4,7”F    
R79 : 12KΩ – 1/4W C52 : 0,47”F    
R80 : 82KΩ – 1/4W C53 : 0,1”F    
R81 : 1,2KΩ – 1/4W C54 : 100pF    
R82 : 3,3KΩ – 1/4W C55 : 4,7nF    
R85 : 5,6KΩ – 1/4W C56 : 100pF    
R86 : 5,6KΩ – 1/4W C57 : 10”F/10VF    
R87 : 15KΩ – 1/4W C58 : 47”F/16V    
R88 : 1,2KΩ – 1/4W C59 : 0,1”F    
R89 : 1,2KΩ – 1/4W C60 : 22nF    
R90 : 100Ω – 1/4W C61 : 22nF    
R91 : 3,3KΩ – 1/4W      
R92 : 3,3KΩ – 1/4W      
R93 : 10Ω – 1/4W      
R94 : 10Ω – 1/4W      
       

DĂ©but d’image vidĂ©o

RĂ©sistances Condensateurs Composants actifs Autres…
R24 : 100Ω – 1/4W C16 : 0,1”F IC4 : LF 357 R33 : 4,7KΩ ajustable
R25 : 8,2KΩ – 1/4W C17 : 47”F/16V IC5 : LM 360 R46 : 47KΩ ajustable
R26 : 10KΩ – 1/4W C18 : 0,1”F IC6 : TL 071  
R27 : 1KΩ – 1/4W C19 : 47”F/16V IC7 : CD 4016 Autre : Diss. T0220
R28 : 1KΩ – 1/4W C20 : 22”F/10V IC8 : TL 071  
R29 : 10KΩ – 1/4W C21 : 4,7pF IC9 : CD 4528  
R30 : 1KΩ – 1/4W C22 : 82pF IC10 : LM 317  
R31 : 1KΩ – 1/4W C23 : 33pF    
R32 : 10KΩ – 1/4W C24 : 100pF T3 : 2N 3904  
R34 : 150Ω – 1/4W C25 : 22”F/10V T4 : 2N 3904  
R35 : 33KΩ – 1/4W C26 : 330pF T5 : 2N 3906  
R36 : 680KΩ – 1/4W C27 : 1nF    
R37 : 680KΩ – 1/4W C28 : 1,5nF – MKH    
R38 : 1KΩ – 1/4W C29 : 10pF    
R39 : 4,7KΩ – 1/4W C38 : 0,47”F    
R40 : 2,2KΩ – 1/4W C39 : 0,47”F – MKH    
R41 : 1KΩ – 1/4W C40 : 0,47”F    
R42 : 27KΩ – 1/4W C41 : 10”F/16V    
R43 : 5,6KΩ – 1/4W C42 : 10”F/16V    
R44 : 12KΩ – 1/4W C43 : 10”F/16V    
R45 : 12KΩ – 1/4W C44 : 470pF    
R47 : 150KΩ – 1/4W C45 : 100pF    
R48 : 820Ω – 1/4W C46 : 0,47”F – MKH    
R49 : 220Ω – 1/4W      
       

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